<SUMO>認識有關Circlotron電路的基礎知識
發表於 : 週三 11月 11, 2009 2:37 pm早在半導體元件被發展出來以前的真空管電路時代，Circlotron電路就已經被發展出來了！
首先我們先來了解一下Circlotron電路的基本原理。
下面這個電路圖是一種三極真空管的Circlotron電路，負載是接在真空管的陽極。
Circlotron電路的基本原理在於電源在電路中的電流必須構成封閉的迴路，
也就是說一個電路中的電源從正端流出的電流，不論在任何情況下都必定等於從電源負端流入的電流！
下圖顯示出電源V1的電流迴路：
由於電源V1的電流迴路I1流經真空管U1，所以V1的電流I1完全受到真空管U1的控制。
下圖顯示出電源V2的電流迴路：
由於電源V2的電流迴路I2流經真空管U2，所以V2的電流I2完全受到真空管U2的控制。
而I1跟I2在負載RL上重疊，所以負載RL上的電流為 I1減掉I2（或者也可以說是I2減掉I1，就看你的相位怎麼訂定），
電流I1完全受到真空管U1的控制，電流I2完全受到真空管U2的控制，
所以形成真空管U1跟真空管U2以推挽的方式在驅動負載RL。
Circlotron電路除了可以將負載接在真空管的陽極，也可以將負載接在真空管的陰極，
像下圖這樣。
一般將負載接在真空管的陰極通常都會接成陰極隨耦電路，
像下圖這樣。
然而上圖中，V1和V2相對於輸入信號的地而言是浮動的，因此真空管U1跟真空管U2的偏壓Vgk無法確定！
由於真空管U1跟真空管U2以推挽的方式在驅動負載RL，
若要將真空管U1跟真空管U2的偏壓Vgk確定下來，必須抓出負載RL的中點電位做為地電位，
像下圖這樣。
當然，也可以用具有中央抽頭的輸出變壓器來抓出負載RL的中點電位做為地電位，
像下圖這樣。
在半導體元件中，FET跟真空管一樣都是電壓控制的元件，
所以FET很容易就可以套用到前面所介紹的真空管Circlotron電路。
下圖是負載接在洩極(Drain)的MOSFET Circlotron電路：
Circlotron電路是一種推挽輸出電路，可以工作在A類、B類或AB類的狀態。
上圖中，電源V1和V2是24V，所以這個電路可以輸出的最大峰值電壓是24V，
但如果考慮MOSFET和其源極電阻所可能吃掉的壓降，輸出的最大峰值電壓估計大約在20V左右。
負載是8Ω，輸出的最大峰值電壓是20V，所以最大的輸出峰值電流為2.5A。
推挽輸出電路，是兩邊各輸出一半的電流，所以MOSFET的偏流必須設定在1.25A以上才能工作在A類狀態。
下圖是負載接在源極(Source)形成源極隨耦電路輸出的MOSFET Circlotron電路：
相較於高輸出阻抗的洩極輸出電路，低輸出阻抗的源極隨耦電路在工作在AB類時有顯著的優點，在此特別加以仿真說明。
下圖是加入交流訊號並將MOSFET的偏流降低，使其工作在AB類的洩極輸出MOSFET Circlotron電路：
下圖顯示出兩個MOSFET的電流以及負載上的諧波失真。
下圖顯示出兩個MOSFET的合成電流以及負載上的諧波失真。
下圖是加入交流訊號並將MOSFET的偏流降低，使其工作在AB類的源極隨耦輸出MOSFET Circlotron電路：
下圖顯示出兩個MOSFET的電流以及負載上的諧波失真。
下圖顯示出兩個MOSFET的合成電流以及負載上的諧波失真。
從上面的仿真比較中，可以看出低輸出阻抗的源極隨耦電路在工作在AB類時，
電流較大的MOSFET會在另一方截止時自動加大輸出電流，補足因對方截止所缺少的電流，
所以失真遠比高輸出阻抗的洩極輸出電路還要低得多！
接下來如果用雙極性電晶體BJT來做Circlotron電路又如何？
由於BJT不同於真空館和FET，真空館和FET是屬於電壓控制元件，而BJT是屬於電流控制元件，
所以BJT理應由電流來驅動。
下圖是由集極輸出的BJT Circlotron電路：
下圖是由射極輸出的BJT Circlotron電路：
上圖由於是由電流驅動，所以並不能算是射極隨耦輸出電路！
射極隨耦輸出的BJT Circlotron電路應如下圖所示：
上圖中，由於BJT的 Ie = Ic + Ib ，而Q1、Q2的Ib並不在V1、V2的電流迴路之中，
所以Q1、Q2的Ib會流經R4、R5而在R4、R5上造成壓降，這一點可以由下圖的仿真中顯示出來。
下面五張仿真圖顯示出R4、R5對於Q1、Q2的Ib供應不足而造成Q1或Q2截止的現象。
上圖顯示Q1、Q2的偏流設定在1.25A左右。
上圖顯示出RL兩端輸出電壓波形明顯不對稱。
上圖為測量Q1、Q2的射極電流Ie的電路。
上圖顯示出R4、R5對於Q1、Q2的Ib供應不足而造成Q1或Q2截止的現象。
上圖為Q1、Q2射極電流Ie的合成波形。
除此之外，這樣的電路如何維持Q1、Q2的偏流穩定、如何做偏流的熱補償也是個大問題！
因此發展出如下圖所示，以恆流源供應Q1、Q2的Ib的電路。
上圖中的恆流源I1、I2在實際電路中可以是個阻值很大的電阻或用小信號JFET、BJT構成的恆流電路。
下圖為測量Q1、Q2的射極電流Ie的電路。
下圖顯示出Q1、Q2的Ib供應不足而造成Q1或Q2截止的現象。
下圖顯示出Q1、Q2的Ib供應不足而造成輸出波形削頂的現象。
上圖這種輸出波形削頂的現象是由於恆流源所供應給Q1、Q2的Ib是固定的，
所以當一方截止時，另一方的Ib即達到最大供應量，以至於輸出電流無法繼續增加，而導致輸出波形削頂！
下面這張圖在Q1、Q2的B-E極反向並聯一個二極體，
當Q1或Q2的B-E極逆偏時，二極體順偏導通而提供額外的Ib供應，
使輸出電流繼續增加，而不致於讓輸出波形削頂！
下圖顯示出Q1、Q2的Ib供應不足而造成Q1或Q2截止的現象，
但由於二極體順偏導通而提供額外的Ib供應，使未截止的一方輸出電流繼續增加。
下圖顯示出負載RL上的電流波形沒有削頂。
既然Q1或Q2的截止是因為Q1、Q2的Ib供應不足，
那麼只要讓輸出電流大的一方可以得到額外的Ib供應，就不會搶走另一方的Ib導致另一方截止！
下圖的設計使得輸出電流大的一方可以得到額外的Ib供應，但額外供應的Ib大小必須適當，
太大會導致Q1、Q2虛耗功率，太小會令Q1或Q2的截止！
下圖顯示Q1、Q2都沒有截止。
下圖顯示出負載RL上的電流波形失真很低。
介紹到此，就大致可以了解Sumo-Nine放大器在Circlotron電路部分的電路設計。
雖然Sumo-Nine放大器是使用Darlington電晶體，不過Darlington電晶體可以看成是β值很大的BJT，
所以前面有關BJT用在Circlotron電路的分析都適用於Darlington電晶體。
比較前面BJT的Circlotron電路和真空管及MOSFET的Circlotron電路的分析，
可看出真空管及MOSFET這種電壓控制元件用在Circlotron電路的效果較好，問題也較少。
BJT這種電流控制元件用在Circlotron電路的效果較差，問題也較多。
其實也可以嘗試用中功率的MOSFET驅動大功率的BJT，以這樣的架構用在Circlotron電路。
MOSFET驅動大功率的BJT的電路架構其實跟IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)類似，
所以把IGBT用在Circlotron電路的效果應該也會很好。
首先我們先來了解一下Circlotron電路的基本原理。
下面這個電路圖是一種三極真空管的Circlotron電路，負載是接在真空管的陽極。
Circlotron電路的基本原理在於電源在電路中的電流必須構成封閉的迴路，
也就是說一個電路中的電源從正端流出的電流，不論在任何情況下都必定等於從電源負端流入的電流！
下圖顯示出電源V1的電流迴路：
由於電源V1的電流迴路I1流經真空管U1，所以V1的電流I1完全受到真空管U1的控制。
下圖顯示出電源V2的電流迴路：
由於電源V2的電流迴路I2流經真空管U2，所以V2的電流I2完全受到真空管U2的控制。
而I1跟I2在負載RL上重疊，所以負載RL上的電流為 I1減掉I2（或者也可以說是I2減掉I1，就看你的相位怎麼訂定），
電流I1完全受到真空管U1的控制，電流I2完全受到真空管U2的控制，
所以形成真空管U1跟真空管U2以推挽的方式在驅動負載RL。
Circlotron電路除了可以將負載接在真空管的陽極，也可以將負載接在真空管的陰極，
像下圖這樣。
一般將負載接在真空管的陰極通常都會接成陰極隨耦電路，
像下圖這樣。
然而上圖中，V1和V2相對於輸入信號的地而言是浮動的，因此真空管U1跟真空管U2的偏壓Vgk無法確定！
由於真空管U1跟真空管U2以推挽的方式在驅動負載RL，
若要將真空管U1跟真空管U2的偏壓Vgk確定下來，必須抓出負載RL的中點電位做為地電位，
像下圖這樣。
當然，也可以用具有中央抽頭的輸出變壓器來抓出負載RL的中點電位做為地電位，
像下圖這樣。
在半導體元件中，FET跟真空管一樣都是電壓控制的元件，
所以FET很容易就可以套用到前面所介紹的真空管Circlotron電路。
下圖是負載接在洩極(Drain)的MOSFET Circlotron電路：
Circlotron電路是一種推挽輸出電路，可以工作在A類、B類或AB類的狀態。
上圖中，電源V1和V2是24V，所以這個電路可以輸出的最大峰值電壓是24V，
但如果考慮MOSFET和其源極電阻所可能吃掉的壓降，輸出的最大峰值電壓估計大約在20V左右。
負載是8Ω，輸出的最大峰值電壓是20V，所以最大的輸出峰值電流為2.5A。
推挽輸出電路，是兩邊各輸出一半的電流，所以MOSFET的偏流必須設定在1.25A以上才能工作在A類狀態。
下圖是負載接在源極(Source)形成源極隨耦電路輸出的MOSFET Circlotron電路：
相較於高輸出阻抗的洩極輸出電路，低輸出阻抗的源極隨耦電路在工作在AB類時有顯著的優點，在此特別加以仿真說明。
下圖是加入交流訊號並將MOSFET的偏流降低，使其工作在AB類的洩極輸出MOSFET Circlotron電路：
下圖顯示出兩個MOSFET的電流以及負載上的諧波失真。
下圖顯示出兩個MOSFET的合成電流以及負載上的諧波失真。
下圖是加入交流訊號並將MOSFET的偏流降低，使其工作在AB類的源極隨耦輸出MOSFET Circlotron電路：
下圖顯示出兩個MOSFET的電流以及負載上的諧波失真。
下圖顯示出兩個MOSFET的合成電流以及負載上的諧波失真。
從上面的仿真比較中，可以看出低輸出阻抗的源極隨耦電路在工作在AB類時，
電流較大的MOSFET會在另一方截止時自動加大輸出電流，補足因對方截止所缺少的電流，
所以失真遠比高輸出阻抗的洩極輸出電路還要低得多！
接下來如果用雙極性電晶體BJT來做Circlotron電路又如何？
由於BJT不同於真空館和FET，真空館和FET是屬於電壓控制元件，而BJT是屬於電流控制元件，
所以BJT理應由電流來驅動。
下圖是由集極輸出的BJT Circlotron電路：
下圖是由射極輸出的BJT Circlotron電路：
上圖由於是由電流驅動，所以並不能算是射極隨耦輸出電路！
射極隨耦輸出的BJT Circlotron電路應如下圖所示：
上圖中，由於BJT的 Ie = Ic + Ib ，而Q1、Q2的Ib並不在V1、V2的電流迴路之中，
所以Q1、Q2的Ib會流經R4、R5而在R4、R5上造成壓降，這一點可以由下圖的仿真中顯示出來。
下面五張仿真圖顯示出R4、R5對於Q1、Q2的Ib供應不足而造成Q1或Q2截止的現象。
上圖顯示Q1、Q2的偏流設定在1.25A左右。
上圖顯示出RL兩端輸出電壓波形明顯不對稱。
上圖為測量Q1、Q2的射極電流Ie的電路。
上圖顯示出R4、R5對於Q1、Q2的Ib供應不足而造成Q1或Q2截止的現象。
上圖為Q1、Q2射極電流Ie的合成波形。
除此之外，這樣的電路如何維持Q1、Q2的偏流穩定、如何做偏流的熱補償也是個大問題！
因此發展出如下圖所示，以恆流源供應Q1、Q2的Ib的電路。
上圖中的恆流源I1、I2在實際電路中可以是個阻值很大的電阻或用小信號JFET、BJT構成的恆流電路。
下圖為測量Q1、Q2的射極電流Ie的電路。
下圖顯示出Q1、Q2的Ib供應不足而造成Q1或Q2截止的現象。
下圖顯示出Q1、Q2的Ib供應不足而造成輸出波形削頂的現象。
上圖這種輸出波形削頂的現象是由於恆流源所供應給Q1、Q2的Ib是固定的，
所以當一方截止時，另一方的Ib即達到最大供應量，以至於輸出電流無法繼續增加，而導致輸出波形削頂！
下面這張圖在Q1、Q2的B-E極反向並聯一個二極體，
當Q1或Q2的B-E極逆偏時，二極體順偏導通而提供額外的Ib供應，
使輸出電流繼續增加，而不致於讓輸出波形削頂！
下圖顯示出Q1、Q2的Ib供應不足而造成Q1或Q2截止的現象，
但由於二極體順偏導通而提供額外的Ib供應，使未截止的一方輸出電流繼續增加。
下圖顯示出負載RL上的電流波形沒有削頂。
既然Q1或Q2的截止是因為Q1、Q2的Ib供應不足，
那麼只要讓輸出電流大的一方可以得到額外的Ib供應，就不會搶走另一方的Ib導致另一方截止！
下圖的設計使得輸出電流大的一方可以得到額外的Ib供應，但額外供應的Ib大小必須適當，
太大會導致Q1、Q2虛耗功率，太小會令Q1或Q2的截止！
下圖顯示Q1、Q2都沒有截止。
下圖顯示出負載RL上的電流波形失真很低。
介紹到此，就大致可以了解Sumo-Nine放大器在Circlotron電路部分的電路設計。
雖然Sumo-Nine放大器是使用Darlington電晶體，不過Darlington電晶體可以看成是β值很大的BJT，
所以前面有關BJT用在Circlotron電路的分析都適用於Darlington電晶體。
比較前面BJT的Circlotron電路和真空管及MOSFET的Circlotron電路的分析，
可看出真空管及MOSFET這種電壓控制元件用在Circlotron電路的效果較好，問題也較少。
BJT這種電流控制元件用在Circlotron電路的效果較差，問題也較多。
其實也可以嘗試用中功率的MOSFET驅動大功率的BJT，以這樣的架構用在Circlotron電路。
MOSFET驅動大功率的BJT的電路架構其實跟IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)類似，
所以把IGBT用在Circlotron電路的效果應該也會很好。